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抑制偏磁的简单电路拓扑及其工作原理

发布时间:2020-07-21 17:57:51 阅读: 来源:橡塑铝箔厂家

如图2所示,在PWM全桥逆变电源输出端,采用通过霍尔电压传感器(HL)隔离的差动高阻积分电路,通过此电路可直接地实时检测桥端输出电压脉冲列uAB的直流分量,图2中积分环节输出电压um波形如图3中所示,为标准的三角波(暂不考虑死区)。其上升时间即为ugs1的脉宽(亦即S1及S2的开通时间),并且以固定的du/dt上升。其下降时间为ugs2的脉宽(即S3及S3的开通时间)。控制电路补偿过程如下:以ugs1为参考脉冲方波(固定的脉宽及占空比D,且50%>D>40%),控制S1及S2的通断;而以ugs2为可调脉冲方波去控制S3及S4。在一个基波周期内,C1充电时间和充电速度固定,其充电量亦确定,此充电量确定了放电过程的时间,亦即ugs2的占空比。由此可见,S3及S4的开通时间由S1及S2的开通时间决定,其结果是消除了高频变压器中的直流分量。假设某种原因导致ugs1的D变大,则S1及S2管的导通时间变长,C1中充电量增大,其放电时间相应变长,从而使ugs2的占空比增大,S3及S4的开通时间也增大,从而达到了消除直流分量的目的。反之亦然。 在设计中需要注意以下事项。 1)霍尔电压传感器 (1)对于电压测量,原边电流与被测电压之比一定要通过一个外部电阻Ri来确定,并串联在传感器原边电路,为使传感器达到最佳精度,应尽量精确选择Ri的大小,使输入电流为10mA为佳。 (2)考虑到初级线圈内阻(与Ri相比,为保持温差尽可能低)和隔离,此传感器适用于测量10~500V电压。Ri的功率为所测试电压乘以0.01后的4倍以上,以确保测量电阻的稳定性。 2)控制电路部分 (1)积分电容器C1应选用泄漏电阻大的电容器来减少积分误差。C2应满足可以滤除基波及基波以上的交流分量。(2)在应用中应该注意,比较电平是不可能为零的(由于器件性能的影响,三角波不可能降为零),为了使比较器可靠性高,应使比较电平略大于三角波的最小值。由于上述原因,造成的脉宽ugs1比ugs2的稍窄,可通过调节彼此的死区时间来给予一定程度的补偿。 (3)ugs2的死区时间通过R6、R7、C3及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生,ugs1的死区时间通过R10、R11、C4及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生。通过适当调节比较放大器的比较电平补偿ugs2损失的部分占空比。如图2所示,在PWM全桥逆变电源输出端,采用通过霍尔电压传感器(HL)隔离的差动高阻积分电路,通过此电路可直接地实时检测桥端输出电压脉冲列uAB的直流分量,图2中积分环节输出电压um波形如图3中所示,为标准的三角波(暂不考虑死区)。其上升时间即为ugs1的脉宽(亦即S1及S2的开通时间),并且以固定的du/dt上升。其下降时间为ugs2的脉宽(即S3及S3的开通时间)。控制电路补偿过程如下:以ugs1为参考脉冲方波(固定的脉宽及占空比D,且50%>D>40%),控制S1及S2的通断;而以ugs2为可调脉冲方波去控制S3及S4。在一个基波周期内,C1充电时间和充电速度固定,其充电量亦确定,此充电量确定了放电过程的时间,亦即ugs2的占空比。由此可见,S3及S4的开通时间由S1及S2的开通时间决定,其结果是消除了高频变压器中的直流分量。假设某种原因导致ugs1的D变大,则S1及S2管的导通时间变长,C1中充电量增大,其放电时间相应变长,从而使ugs2的占空比增大,S3及S4的开通时间也增大,从而达到了消除直流分量的目的。反之亦然。 在设计中需要注意以下事项。 1)霍尔电压传感器 (1)对于电压测量,原边电流与被测电压之比一定要通过一个外部电阻Ri来确定,并串联在传感器原边电路,为使传感器达到最佳精度,应尽量精确选择Ri的大小,使输入电流为10mA为佳。 (2)考虑到初级线圈内阻(与Ri相比,为保持温差尽可能低)和隔离,此传感器适用于测量10~500V电压。Ri的功率为所测试电压乘以0.01后的4倍以上,以确保测量电阻的稳定性。 2)控制电路部分 (1)积分电容器C1应选用泄漏电阻大的电容器来减少积分误差。C2应满足可以滤除基波及基波以上的交流分量。

(2)在应用中应该注意,比较电平是不可能为零的(由于器件性能的影响,三角波不可能降为零),为了使比较器可靠性高,应使比较电平略大于三角波的最小值。由于上述原因,造成的脉宽ugs1比ugs2的稍窄,可通过调节彼此的死区时间来给予一定程度的补偿。 (3)ugs2的死区时间通过R6、R7、C3及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生,ugs1的死区时间通过R10、R11、C4及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生。通过适当调节比较放大器的比较电平补偿ugs2损失的部分占空比。

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